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IS95/CDMA2000移動通信網絡中所有基站以全球定位系統(GPS)時標作為時鐘基準，下作在同一個系統時鐘上。通過接收/解調前向鏈路信號中的導頻信道和同步信道。可以提取授時信息與IS95/CDMA2000系統時鐘保持同步。從而獲取高精度秒脈沖和本地時間。由于CDMA網絡的無線信號受天氣影響小、滿足室內覆蓋．因此IS95/cdma2000授時模塊比傳統的GPS授時模塊具更廣的適用環境、更快的授時速度。 1 授時原理 IS95/CDMA2000移動通信系統在前向鏈路的同步信道消息中廣播基站短碼偏移和系統時鐘，采用長度為32768的m序列進行短碼擴頻，碼片速率1.2288Mbps/s。同步信道數據幀與短碼重復周期同步，為26.66ms。三個同步信道數據幀構成一個80ms的超幀．包含一個完整的同步信道消息，見圖1。 本地時間由同步信道消息中的SYS_TIME、LP_SEC、LTM_OFF和DAYLT字段定義，在此消息后的第五個同步信道消息起始處有效。SYS_TIME為網絡系統時鐘．對于零短碼偏移基站，SYS_TIME在包含它的同步信道消息后320ms有效，單位為80ms。LP_SEC用以補償地球自轉過程中的時鐘累計誤差，以秒為單位。LTM_OFF反映地球上不同時區的影響．單位為30分鐘。DAYLT標明是否啟用夏時制。本地時間的計算公式為： Local_TlME=Passed_TIME+Start_TIME (1) Passed_TlME=SYS_TIME/12．5 LP_SEC+LTM_OFF X 1800+DAYLT×3600 (2) 其中．Start_TIME為IS95/CDMA2000網絡的起始時間1980年6月6日00：00：00。 2 硬件設計 IS95/CDMA2000授時模塊的射頻接收以零中頻接收芯片SA9521為核心．鎖相頻率合成器ADF4360-7提供射頻本振。天線輸入信號由SA9521的內置低噪放放大后，經片外聲表面波濾波器濾波再由SA9521將射頻信號下變頻至基帶。I/Q模擬基帶信號由AD9238轉換為數字信號，送入FPGA XC3SD1 800A后進行基帶處理．輸出秒脈沖和本地時間。見圖2。 
圖1同步信道結構
圖2硬件結構框圖 2．1零中頻接收 SA9521為恩智浦半導體推出的IS95/CDMA2000手機接收芯片．工作于800MHz頻段．采用零中頻接收技術，內含低噪聲放大器、I/Q解調器、I/Q基帶濾波器和可變增益放大器。IS95/CDMA2000標準規定前向信道接收靈敏度為-104dBm，SA9521可提供71dB的接收增益，在最低信號電半-109dBm時，12位ADC的有效采樣位數大于4bit。達到基帶處理要求。同時，SA9521具有70dB的增益控制范圍，聯合基帶處理中的數字增益控制，滿足接收IS95/CDMA2000前向鏈路信號79dB的動態范圍要求。 片外聲表面波濾波器(SAW)選用SAWTEK公司的855782，通帶范圍869MHz至894MHz,帶外衰減大于30db。 2．2射頻本振 SA9521內含分頻電路．要求輸入射頻本振頻率為接收信號載波頻率的兩倍，由AD4360-7產生。AIM360-7為ADI公司推出的雙模前置分頻型單環鎖相頻率合成器，工作頻率范嗣350MHz至1800MHz。設計時鑒相頻率取值等于IS95/CDMA2000的信道間隔1.23MHz，參考頻率取8倍鑒相頻率為9．84MHz，環路帶寬取鑒相頻率的1/10為123KHz。 2．3模數轉換 模數轉換由ADI公司的12bit雙通道模數轉換器AD9238實現，AD9238采用3.3V(2.7V～3.6V)單電源供電，20MS/s采樣率時功耗僅為180mW。有利于簡化授時模塊的電源設計和降低功耗。IS95/CDMA2000基帶信號帶寬小于740KHz，AD9238在 19.6608MHz采樣時鐘下信噪比大于70db．無雜散動態范圍大于86dbc。 2．4 FPGA 基帶處理由Xilinx公司的XC3SD1800A FPGA完成。該器件針對數字信號處理和低功耗應用進行優化。內含84個DSP48A Slices和1.512Kb Block RAM。等效數字信號處理能力21GMACS。XC3SDl800A的配置采用主串模式．由Xilinx公司的PROM XCFl6P完成。 3 基帶處理 IS95/CDMA2000移動通信系統的前向鏈路包擴導頻信道、同步信道、尋呼信道、前向業務信道等。導頻信道發送經過短碼擴頻的全零數據，用于移動終端捕獲短碼相位同時為解調其它信道提供相干相位參考。同步信道發送經過編碼、交織、Walsh碼擴頻、短碼擴頻的同步信道數據。IS95/CDMA2000授時模塊基帶處理的主要任務在于解調導頻信道和同步信道。 3．1導頻信道的捕獲與跟蹤 IS95/CDMA2000前向鏈路導頻信道發送數據為全零。等效于未經調制的短擴頻碼，授時模塊在捕獲導頻信道后進行跟蹤．調節本地短擴頻碼相位與之同步。 對短擴頻碼的捕獲采用串行相關檢測法。用本地擴頻碼與輸入基帶信號相乘，積分后取功率，然后送人門限比較器進行比較．當它低于設定的門限值時輸出控制信號到捕獲控制時鐘．移動本地短擴頻碼的相位并復位相關器重新計算本地擴頻碼與輸入基帶信號的相關功率。當相關功率大于設定門限，就表示本地短擴頻碼相位已經與基站短擴頻碼的相位同步。這時門限比較器輸出一個啟動信號至同步跟蹤電路．對導頻信號的瞬時相位變化進行跟蹤。 實驗表明，相關器的積分周期取值為256個碼片周期對噪聲有較好的抑制，此時理論捕獲時間是短擴頻碼循環周期26.66毫秒的256倍．接近7秒。授時模塊采用4個相位相差8192個短擴頻碼片的捕獲電路并行工作，進一步縮短捕獲時間。 授時模塊對導頻信號的同步跟蹤采用超前一滯后門同步器實現。如圖4所示，I、O基帶信號進入移位寄存器后獲得相對于實際采樣點的超前、滯后采樣，由于相關函數相對于最佳采樣時刻為偶函數，在理想采樣情況下早采樣點的相關絕對值和遲采樣點的相關絕對值應該相等．通過比較它們的差值可以判斷本地擴頻碼相位是超前還是滯后于導頻信號。
圖3導頻信道捕獲 同步跟蹤電路的左移寄存器長度為9，超前采樣點、最佳采樣點、滯后采樣點的取樣位置分別為8、4、0，超前采樣點與滯后采樣點之間相差1/2個碼片相位。相關器相關周期取值為256個碼片周期．與同步信道Walsh解擴后符號速率匹配．有利于為解調同步信道提供相干相位參考。低通濾波器選用3階IIR濾波器結構．通帶2Hz。時鐘產生電路對19.6608MHz的輸入時鐘進行16分頻得到1.2288MHz的碼片時鐘同時根據超前、滯后相關器的差值比較結果對碼片時鐘進行相位微調．調節單位為1/16個碼片周期。
圖4導頻信道跟蹤 3．2解調同步信道 IS95/CDMA2000前向鏈路同步信道數據率為1.2Kbit/s．經過卷積編碼、重復編碼和塊交織后符號率為4.8Kbit/s，每個符號由序號為32的64階Walsh碼擴頻，再送人短碼擴頻。對同步信道的解調為上述過程的逆過程。
圖5同步信道接收 I、Q基帶信號在短碼解擴后先進行Walsh碼解擴。采用相關譯碼法．輸入采樣與本地Walsh碼發生器輸出進行相關運算，相關周期為256個碼片周期。相關結果送入解旋模塊進行相干解調。 由于時鐘不同源及信道特性的隨機變化．IS95/CDMA2000授時模塊收到的I、Q基帶信號存在隨機相位變化。星座圖為一個圓環．通過導頻信道提供的相干相位參考恢復I、Q基帶信號的原始相位信息。設原始信號歸一化矢量為S=l+iQ=cosα+isinα Walsh解擴后的歸一化矢量為S=I+iQ=cos(α+θ)+isin(αθ+θ)，相干相位參考為P=Ip+iQp=cosθ+isinθ，則
IS95/CDMA2000采用重復編碼和塊交織技術分散突發錯誤．在接收端使用1個RAM同時和1個ROM同時實現解交織和解重復．正交解調后的采樣數據以幀為單位對RAM進行更新，解交織控制器按照ROM中存放的解交織地址從RAM中讀取數據，恢復原始數據幀的采樣順序，在此過程中丟棄冗余采樣即可實現解重復。 Viterbi譯碼用Xilinx ISE中的IPCore實現采用軟判決澤碼。 4 結論 IS95/CDMA2000授時模塊在多種環境下進行測試．平均捕獲時間和秒脈沖精度均滿足設計要求，已經在工業數據采集中得到成功應用。 表1測試結果
本文作者創新點：提出了從IS95/CDMA2000前向鏈路信號中提取授時信息的完整解決方案，給出了詳細的硬件設計思路和基帶處理算法．用實測數據證明了設計的實用性。 作者：王劍 來源：《微計算機信息》(嵌入式與SOC)2009年第25卷第7-2期 |
