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作者: AWR公司Mark Saffian和John Dunn Doherty放大器可以在很寬的動態范圍內輸出功率，并且具有很高的效率和卓越的線性度。Doherty放大器由載波放大器和峰值放大器組成，兩者通過四分之一波長的傳輸線鏈接在一起。載波放大器通常針對線性工作進行偏置(例如A類或AB類放大器)，而峰值放大器一般針對非線性工作進行偏置(例如C類放大器)。隨著輸入功率的增加，峰值放大器逐漸導通，從而增強載波放大器輸出的功率。如果設計正確，放大器的總功率將得到提升，而且具有更好的線性性能和效率。 隨著功放設計師追求高效率和低相鄰通道功率比(ACPR)，使用數字預失真(DPD)改善線性度正變得越來越流行。為了演示Doherty放大器的設計，本文將討論利用AWR公司的Microwave Office電路設計軟件完成的典型設計。設計的關鍵是如何正確地解決晶體管中的各種非線性問題。 這種放大器的設計和構建基礎是恩智浦公司的晶體管技術。放大器的工作點和最優負載將用標準的拉負載技術確定。電磁(EM)仿真將用于建模放大器版圖的關鍵部分，其中，低阻抗輸出匹配部分帶寬非常寬，封閉式模型可能并不準確。需要特別指出的是，輸出部分將用AWR公司的平面電磁仿真器AXIEM進行仿真。雖然用于建模Doherty放大器的主要電路仿真器是諧波平衡軟件，但本文還是會討論到許多其他的仿真選擇（包括電路包絡仿真的使用）。 Doherty放大器可以為功率很重要的應用提供很高的功率附加效率(PAE)，比如蜂窩基站應用。Doherty放大器最早是貝爾電話實驗室的William H.Doherty于1936年發明的。這么多年來設計的細節已經發生了改變——包括其從真空管到作為有源器件的晶體管的演進——但基本概念一直沒變。近年來Doherty放大器變得越來越流行，因為它們能夠處理較大的峰均比信號，而這一點是無線應用中的典型要求。 圖1顯示了常見的Doherty放大器拓撲結構，其中的關鍵是兩個并聯的放大器。上面的放大器偏置在AB類狀態下，而下面的放大器工作在C類。AB類放大器是設計作為線性放大器工作的，因此具有非常低的失真。遺憾的是，它的效率不高，理論上最大效率約為78.5%。 
圖1：這張簡單的框圖展示了Doherty放大器的拓撲結構。并聯使用AB類和C類放大器可以提高功效。 注意，AB類放大器的效率要高于A類放大器，因為兩個晶體管是并聯使用的，并且偏置使得每個放大器導通50%的時間。B類偏置是AB類偏置狀態的有限情況。在AB類狀態下，設置偏置是使晶體管導通具有稍微重疊的區域。這樣可以最大限度地減小交越失真的問題——交越失真是一種晶體管導通所需非零壓降導致的性能下降。 C類放大器用作電路中的峰值放大器。在C類放大器被偏置的條件下，只有當非零輸入功率超過預定義的輸入閾值時晶體管才會導通。因此C類放大器的效率很高，但具有高度非線性特性。Doherty放大器的理念是在低功率時使用AB類放大器，在較高功率時C類放大器也提供輸出功率。有意義的是，在較高功率電平時這可以提高PAE。需要注意的是，電路包含兩個在工作頻率下四分一波長的匹配部分。這兩個部分是必要的，因為放大器的輸入阻抗一直在變化，在所有功率電平范圍內保持整個電路完美匹配非常重要。 本文所描述的Doherty放大器是基于恩智浦公司的晶體管實現的。圖2顯示了Doherty放大器電路的高層次概念原理圖和版圖。從圖中可以清楚地看到典型Doherty放大器的各個部分。舉例來說，版圖顯示了AB類(圖2上面)和C類(圖2下面)放大器。在預期的工作點饋線相差90度。
圖2：左圖是Doherty放大器的頂層原理圖，右圖是兩個放大器的版圖。 上述Doherty放大器是在Microwave Office軟件的輔助下設計的，使用了針對這類電路的標準設計方法。這里運用了拉負載仿真來確定實際的輸入輸出負載——這是確定阻抗匹配網絡的第一步。圖3顯示了一個典型的拉負載曲線圖。
圖3：這些拉負載仿真結果展示了恒定輸出功率曲線(藍色曲線)和PAE曲線(紫色曲線)。紅色圓圈代表最大輸出功率時的負載點；綠色方框代表最大功效時的負載點。 藍色曲線是在輸出負載變化時恒定輸出功率曲線。紫色曲線繪出了給定輸出負載條件下的PAE。當(歸一化)負載位于紅色圓圈時達到最大輸出功率。當負載位于綠色方框時達到最大PAE。幸運的是，方框和圓圈位于基本相同的負載處，從2Ω到2.5Ω。輸出匹配網絡如圖4所示。
圖4：輸出匹配網絡最初是使用傳輸線模型設計的，如左邊的原理圖所示。生成的版圖使用AWR公司的平面電磁仿真器AXIEM進行了仿真。 最初的Doherty放大器設計是用標準傳輸線模型創建的。然而，這些模型不足以提供低阻抗匹配網絡所需的極端長寬比指標。由于線路變得非常寬，模型精度會降低。因此版圖的仿真采用了非常適合平面版圖的平面電磁仿真器AXIEM。 圖4的右半部分顯示了網格狀的電磁版圖。這個版圖經過了顏色編碼處理，以便顯示各種形狀的直流連接特性。需要著重指出的是，沒有必要將放大器版圖手動輸出到電磁放大器，而是可以使用AWR公司的電磁提取技術輕松地將電路版圖的目標部分發送到電磁仿真中，端口可以在那里自動添加。仿真得到的S參數結果用在了放大器原理圖中而不是模型中，因此可以得到更精確的解決方案。 接著用AWR公司的諧波平衡仿真技術進行電路建模。圖5顯示了晶體管的直流偏置線以及組成Doherty放大器的AB類和C類放大器的動態負載線。紫色曲線是AB類放大器的動態負載線，而綠色曲線是C類放大器的負載線。
圖5：上面是Doherty放大器的晶體管在不同電壓(a,b,c)時的偏置線和動態負載線。紫色曲線是AB類放大器的，綠色曲線是C類放大器的。隨著輸入功率增加，C類放大器開始導通。 從圖中可以看到，輸入功率從+26dBm增加到+40dBm；C類放大器導通，促使輸出電平增加。(注意：負載線包括封裝寄生效應，這正是有負電壓與電流值的原因。)圖6顯示了完整放大器的輸出功率(藍色曲線和左軸)和PAE(紫色曲線和右軸)。效率增加到約56%，這要比單獨使用AB類放大器或C類放大器高出約7%。
圖6：這些曲線顯示了Doherty放大器的輸出功率(藍色曲線和左軸)和PAE(紫色曲線和右軸)。 通過校正系統中的各種非線性和失配還可以進一步提高放大器的性能。有幾種方法可以做到這一點。本文介紹的方法對于使用數字預失真的現代移動編碼方案特別管用。這種技術可以增加放大器線性工作的范圍，從而減小失真。該分析使用了AWR公司的Visual System Simulator(VSS)軟件。
圖7：這是VSS中建模的放大器的校正拓撲。輸入功率用I/Q表格值進行校正，然后通過整合提供校正后的結果。 VSS使用放大器的非線性系統模型來判斷整個系統的響應。建模方法是用未校正過的放大器仿真同相/正交(I/Q)值，然后在VSS仿真器內創建校正表格，如圖7所示。校正因子針對各種輸入電壓計算出，創建想要的輸出。輸入功率乘以校正過的I/Q表格值。一旦計算出表格，它們就可以編程進放大器的控制電路。這些表格不需要改變，除非放大器的工作狀態發生改變，這時才需要重新計算。
圖8：這是完整的VSS系統，使用的是完全符合規范的LTE輸入信號。 圖8顯示了完整的系統級分析，其中使用了完全符合規范的測試信號。在該評估中使用了長期演進(LTE)蜂窩信號。圖9展示了放大器性能的改善，由頻譜中的三個信道表明。校正過的信號(紅色曲線)與未校正系統(藍色曲線)相比，減小了本底噪聲。圖10顯示了校正過的AM-AM和AM-PM曲線。從圖中可以看出顯著的改進：校正過的放大器輸出功率增加了3dB，而且幾乎消除了AM-PM失真。
圖9：Doherty放大器的輸入信道用藍色曲線表示。圖中顯示了未校正(紫色曲線)和校正過(紅色曲線)的結果。本底噪聲降低了20dB。
圖10：這些圖顯示了未校正和校正過的放大器的AM-AM和AM-PM測量結果。相位失真通過校正改善了30度，而輸出功率增加了3dB 本例至此使用了諧波平衡建模作為電路仿真方法。不過AWR公司提供了第二種方法來仿真電路，即電路包絡仿真。雖然簡單高效，但諧波平衡技術有它自己的缺點。特別是它不能建模存儲效應，只能仿真穩態性能。在本例的VSS中執行的系統仿真使用的是基于放大器AM-AM和AM-PM特性的非線性行為模型。它并沒有考慮存儲效應或電路級問題，比如偏置網絡中的電流。 另一方面，包絡仿真是一種電路級仿真方法，仿真時間要比諧波平衡長，但支持仿真存儲效應。圖11顯示了一個可能結果類型的例子(這個例子中使用了英飛凌制造的功放)。紅色(非線性特性)和綠色(包絡仿真)曲線有少許差異。頻率的少許偏移是存儲效應的特性。
圖11：這張曲線圖顯示了多載波系統的頻譜。 橙色曲線是經過數字預失真校正過的放大器，結果表明有明顯的改善。輸入信號用藍色表示，傳統非線性特性模型用紅色表示，包絡仿真用綠色表示，數字預失真電路用橙色表示。由于包絡仿真是一種基于電路的仿真器，它也能顯示電路中各個點隨時間改變的電流和電壓。舉例來說，圖12顯示了在調制信號狀態下直流和射頻漏極電流。 圖12：這些曲線顯示了在調制信號條件下放大器的直流和射頻漏極電流。 總之，使用諸如AWR公司Microwave Office的商用化電路仿真器可以簡化基于數字預失真的Doherty放大器的設計，特別是當將電磁仿真用作建模過程的一部分時。另外，數字預失真網絡是在VSS軟件中創建的，這有助于放大器性能的改善(圖9和圖10)。正如文中提到的那樣，設計這種放大器可以采用許多不同的仿真方法，也就是說，不同的程序針對不同的工作條件和效應，而且仿真時間也可能不同。 |
