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1 引言 所有的無線電發射機都含有某種程度上非線性的射頻功率放大器。如果被放大信號的包絡是非恒定的，那么功率放大器非線性最主要的后果是產生交調失真(IMD)。目前有多種功率放大器線性化方法，前饋就是其中一種。在實際應用中，放大器特性不但與自身有關．而且還與溫度、輸入信號的頻率以及元件老化程度等因素有關，所以前饋放大器必須具有自適應能力。 自適應前饋功率放大器由兩個模塊組成：射頻模塊和自適應控制模塊。其系統整體框圖如圖1所示。 使用梯度信號的自適應算法在文獻[1]中進行了充分論證和說明，本文主要討論該自適應算法所需信號基于軟件無線電的數字接收技術，并以應用于WCDMA系統的前饋線性功率放大器的設計為例，實現了基于軟件無線電的數字中頻信號的接收。由于軟件無線電設計的靈活性，更換本設計的少量硬件與初始化程序設置即可實現其他無線通信系統中的信號接收功能。 2 模塊實現 自適應前饋功率放大器的原理如圖1所示，信號的數字接收模塊需要完成Vm、Ve1、Ve2和Vo四路信號的接收；DSP處理模塊分別對Vm、Ve1和Ve2、Vo進行相關運算，得到結果經過D／A變換后，分別對矢量調制器VM1和VM2進行自適應控制。基于軟件無線電的自適應控制模塊中多路信號數字接收處理框圖如圖2所示。 WCDMA系統工作頻段為2 110 MHz～2 170MHz，單載波的WCDMA信號帶寬為5 MHz，碼片速率為3.84 Mc／s，與本文所討論內容相關的技術指標為：諧波幅度低于-40 dBc；鄰信道功率比(ACPR)優于-45 dBc(第一鄰信道)、優于-50dBc(第二鄰信道)。要達到上述指標，需要對A／D采樣和DDC電路進行優化設計。 2.1 高速A／D采樣 2.1.1 采樣率f s與位數N的選擇 要達到上述的諧波幅度和ACPR的指標，A／D采樣所帶來的噪聲功率要低于技術指標。對于一個N位的ADC，信噪比SNR可近似由公式(1)給出： SNR=6.02N+1.76+101g( fs／2B) (1) 系統處理單載波WCDMA信號為5 MHz的帶寬，可以選擇10～14 bit，采樣率高達80 MHz的ADC。選擇fs=76.8 MHz=3.84 Mc／s×20，其中，3.84Mc／s是3GPP中規定的碼片速率。由公式(1)可得，SNR為73.82 dB～97.90 dB，即使考慮實際中溫度等影響，也能滿足上述指標。 2.1.2 中心頻率fo的選擇 中頻采樣由高速ADC完成，由于對信號在中頻進行數字化。因此選用帶通欠采樣，用相對較低的采樣速率反映信號特性，不僅可以大大降低采樣速率，同時還可以完成頻譜下搬移的過程嘲。 帶通采樣中心頻率fo的選擇必須滿足： fo= fs(2n+1)／4 (2) 其中，n取滿足 fs≥2B(B為頻帶帶寬)的正偶數(若n為奇數，會出現頻譜反褶)。 因為選用f s=76.8 MHz，所以由公式(2)可得，取n=2時，中心頻率fo為96 MHz。根據帶通采樣原理分析可得，對中心頻率fo為96 MHz，帶寬B為5MHz的單載波WCDMA信號進行fs為76.8 MHz的采樣，頻譜分布如圖3所示。 由圖3可知，帶通采樣后，中心頻率為19.2MHz的信號與中心頻率為96 MHz的信號是等效的，因此，后續的DDC電路只需對中心頻率為19.2MHz的帶通信號進行處理即可。 值得注意的是，將信號帶寬為5 MHz的射頻信號模擬下變頻至中心頻率96 MHz，需經過抗混疊濾波器，濾除干擾后，再進行高速A／D采樣，以防止帶通采樣帶來的頻譜混疊。 2.2 數字下變頻(DDC) 經高速ADC采樣后的信號，以現有的芯片工藝水平，還無法及時進行運算處理，所以需要經過數字下變頻(DDC)進行降速處理。 數字下變頻由數字混頻器、數字控制振蕩器(NCO)和抽取濾波部分組成。NCO產生的正交本振信號輸入到數字混頻器，與輸人信號進行混頻．經混頻后的信號輸出到抽取濾波器以濾除倍頻分量和帶外信號，并進行抽取處理。 2.2.1 數字控制振蕩器(NCO) 數字控制振蕩器在DDC中相對比較復雜。也是決定其性能的主要因素之一。NCO的目標是產生一個理想的正弦波或余弦波，也就是產生一個頻率可變的正弦波樣本： S(n)=cos[2nπ(fLO／fs)] (n=0，1，2……) (3) 其中，fLO為本振頻率，fs為DDC輸入信號的采樣率。 如圖4所示，NCO產生的正弦波樣本與信號樣本相乘，即可實現數字下變頻功能，將數字中頻信號下變頻到零中頻。 AD6634的NCO結構中的頻率變換部分包含兩個乘法器和一個32 bit復數數字控制振蕩器(NCO)。NCO作為正交本振，可產生fs／2至fs／232的振蕩信號，分辨率達fs／232。 控制字NCO_FREQ是一個32 bit無符號整數，為了將中心頻率為fo的信號數字下變頻到DC，該控制字NCO_RFEQ=232×mod(fo／fs)，在本系統設計中，由帶通采樣的結論可知，選擇fo=19.2MHzfs=76.8 MHz， 所以得出NCO_FREQ=0x40000000。 2.2.2 積分梳狀濾波器(CIC)及系數可編程濾波器(RCF)的設置 數字混頻后的信號具有較高的數據速率。需要進行降速抽取處理，若要實現無失真的抽取。必須設計高效的抽取濾波器以防止頻率混疊。由各濾波器特性及本系統設計所需的抽取率D=76.8 MS／s／7.68 MS／s=10，采用rCIC2、CIC5和RCF三級級聯抽取，實現總抽取因子D=10的降速處理。 第一級rCIC2是一個二階CIC抽取濾波器，作為重采樣濾波器，rCIC2允許主時鐘和輸出速率有非整數倍關系。速率變化為分數形式：RrCIC2=L／M，對rCIC2，L／M應小于或等于1，即RrCIC2≤1。可選取抽取因子M=5，插入因子L=2，因此，第一級總的抽取因子D1=5／2。 第二級CIC5是一個比rCIC2濾波特性更為陡峭的抽取濾波器，選取抽取因子D2=2。 RCF濾波器是乘積求和可編程系數抽取濾波器，數據存儲器I-RAM、Q-RAM存儲256個最新的分辨率為20 bit的復采樣值。系數存儲器C-RAM最多可以存儲256個分辨率為20 bit的系數。每一個時鐘用同樣的系數分別對I和Q的一個抽頭進行計算。最大的抽頭數NTAPS可按下式計算： NTAPS≤min[(fCLK×D3／fSAMPS)，160] (4) 式中fSAMPS為輸入RCF的數據速率，抽取因子D3為8 bit，可選1～256之間的任意整數，本系統設計選擇D3=2。 上述級聯濾波器的幅度響應如圖5所示，總的阻帶衰減為60 dB左右，能夠滿足系統要求。 3 結束語 本文討論了自適應前饋功率放大器中基于軟件無線電的數字接收技術，構建了一個ADC+DDC+DSP硬件平臺(實際應用中，可用ARM代替DSP)，以WCDMA系統中單載波的前饋功率放大器的設計為例，根據要求對數字下變頻及多級抽取濾波器進行優化設計，并通過仿真驗證高速A／D采樣和抽取濾波器的各項指標，已完成兩路數字接收通道的調試。設計中采用ADC+DDC的結構，既兼顧了數據處理速度和精度，又提高了系統的適用性和擴展性。基本達到了自適應前饋功率放大器的自適應控制算法所需信號接收的要求。 |
