分立元件VCO能夠提供足夠的自由度來滿足大多數系統的性能要求（調諧范圍、輸出功率、相位噪聲、電流消耗等等）。然而，對于具有較大批量、價格敏感的現代產品，振蕩頻率的生產線調整是不可接受的。這迫使射頻工程師必須設計出一個不需要在安裝過程中調整的VCO，即免調節VCO。這項設計任務并不簡單，除了要掌握VCO的基本設計原理外，還需要射頻工程師花費大量精力來保證設計的一致性，而且在各種因素（如元件參數、溫度及電源電壓等）允許的變化范圍內，振蕩器始終調諧在正確的頻率。本文試圖對這項任務的重要性給出一個評價，同時解釋一些和免調節中頻VCO設計有關的問題。 VCO結構 ----有多種可行的振蕩器結構都可用于構建一個實用的射頻VCO，其中一種已經在許多商品化VCO模塊和不計其數的分立VCO電路中得到了成功應用，這就是Colpitts共集電極電路（圖1）。該結構可用于很寬的工作頻率范圍，從中頻直到射頻。
靈活、廉價、并具有足夠高性能的VCO可基于一個由廉價的表貼電感和變容二極管組成的電感-電容（LC）諧振槽路組成。振蕩器槽路是一個并聯諧振電路，控制著振蕩頻率，電感或電容的任何變化都會改變振蕩頻率。電感和壓變電容能夠以并聯或串聯模式的網絡形式實現可變諧振。并聯模式網絡（圖2）可用于較低頻率，因為大值壓變電容難以實現而電感可以做得比較大。并聯模式配置還使于對振蕩器做直觀地分析。
對于Colpitts振蕩器可以采用一種簡化的、精確性稍差的方法來加以分析，并得到一組更清晰、更直觀的設計方程，有助于一階振蕩器的設計。首先，Colpitts振蕩器可重畫為一個帶有正反饋的LC放大器（圖3）。這個視點易于計算環路增益、振蕩幅度和相位噪聲。為了描述啟動過程和振蕩頻率，最初的電路也可重畫為一個負阻加諧振器結構（圖4）。從上述兩個視點得到的一系列方程聯合起來構成一組Colpitts振蕩器的設計方程（Meyer 1998）。
在圖2中，不考慮分布參數，并假定CC>>C1和C2，并有C1>Cπ（Cπ為三極管基-射結電容）。振蕩頻率可按下式計算： f0=1/(2π√(L*CT)), CT=CV+C12...........................(1) CV=(CVAR*C0)/(CVAR+C0), C12=(C1*C2)/(C1+C2) 諧振電路的品質因數（QT）可按下式計算： QV≌1/(2π*CV*RS*F0), RQC=QV2*RS..........................(2) QT≌REQ/(2π*L*F0), REQ=RQL‖RQC 振蕩幅度可按下式估算： V0=2*IQ*REQ*(J1(β)/J0(β)), V0=IQ*REQ*1.4.............(3) 環路增益和起振條件按下式計算： 環路增益=gm*REQ*1/n, 當n=(C1+C2)/C2.......................(4) 起振條件： gm/((2π*C1*f0)(2π*C2*f0))>>(REQ/QT2)....................(5) 距離中心頻率一定頻偏（fm）處Colpitts振蕩器的相位噪聲（PN）可按下式計算： PN=in2*(1/V02)*[f0/(2Q0)]2*(REQ2/fm).....................(6) 上述公式中：Co=壓變電容耦合電容：CT=總諧振電容；CVAR=壓變電容；fm=以Hz為單位的相位噪聲頻偏；fo=振蕩頻率；gm=雙極晶體管跨導；in=集電結散粒噪聲；IQ=振蕩晶體管偏流；QL=電感Q；QT=諧振電路Q；QV=等效壓變電容Q；REQ=諧振電路等效并聯電阻；RS=壓變電容串聯電阻； VO=諧振電壓均方根值。 免調節VCO的設計考慮 免調節VCO從概念上講非常簡單。只要振蕩器具有足夠寬裕的調諧范圍來消除所有的誤差源（如元件容差）所引起的頻率偏移，振蕩頻率的調整就可以省去。初看起來，這項任務非常簡單明了，只需提供足夠的調諧范圍來覆蓋所有的誤差源即可。然而，對于一個給定的調諧電壓范圍，有限的可變電容限制了頻率調諧范圍，而且，VCO的電性能要求往往進一步將調諧范圍限制在更窄的區間內。另外，過大的調諧范圍還會給振蕩器帶來一些負面影響。很寬的調諧范圍要求壓變電容至槽路間有很重的容性耦合，這會嚴重降低諧振電路的品質因數Q。所帶來的結果便是更大的相位噪聲、對調諧線噪聲更為敏感、壓變電容兩端過大的電壓擺幅、潛在的啟動問題等，并給環路濾波器設計帶來很大的困難。 較寬的調諧范圍可通過兩個容易理解的途徑增大振蕩器的相位噪聲：降低諧振電路Q值和調諧線噪聲的影響。要獲得更寬的調諧范圍，壓變電容必須通過一個更大的電容耦合到諧振電路。這會降低CV（等效可變電容）的Q值，如方程（2）所示。CV的Q值降低同時使諧振電路凈Q值也降低，因而導致相位噪聲增加，如方程（6）所示。致使相位噪聲增加的第二個因素是調諧輸入端的熱噪聲，它會產生頻率調制的邊帶噪聲。該項噪聲隨著調諧范圍而增加，并有可能超過振蕩器的固有相位噪聲。由熱噪聲引起的相位噪聲可由下式計算： PN=201og[√2*KV*Vn/(2*fm)], Kv=VCO增益(Hz/V),Vn=噪聲密度(V/√(Hz).........................(7) 顯然，兩種情況的相位噪聲都隨著調諧范圍的增加而增大。因此要便免調節VCO保持較低的相位噪聲，至關重要的是設定一個恰當的調諧范圍，保證帶寬要求并能容納各種可預見的誤差源。由于壓變電容耦合的加重，更多的諧振電壓擺幅會出現在壓變電容兩端，而壓變電容電壓的擺幅必須加以限制以防壓變電容被正向偏置。這就限制了諧振電路中的信號功率，因而也就影響到振蕩器的相位噪聲。最后，當諧振電路的等效串聯電阻過大時還會帶來起振問題（參見基本方程）。頻率調諧范圍過寬的VCO可能無法正常起振，尤其是在極限溫度下。那么，要實現恰當的調諧范圍，首先碰到的問題就是確定恰當的調諧范圍。 影響振蕩率的誤差源 為了適應影響振蕩頻率的各種誤差源，免調節VCO的頻率調諧范圍必須增加。這些誤差源可分為兩類：元件參數誤差和設計對準誤差。設定振蕩頻率的LC元件當然是非理想的，它們會帶來以下問題：
附表列出了振蕩器中頻率設定元件的典型容差。另一方面，設計過程中在對準VCO調諧范圍時的不確定因素還會導致設計對準誤差。設計對準作為一個振蕩頻率建立中的誤差來源常常被忽視。為了充分利用現有的頻率調諧范圍，調諧邊界必須相對于預期的振蕩頻率相對稱。在建立這個中心點時的任何誤差，主要是由元件模型的初始值或平均值的不精確性而引起，都會降低可用的調諧范圍。為了在各種溫度、電源電壓、元件容差等條件下保證振蕩頻率，調諧范圍必須足夠寬，以便容納該誤差。可以利用振蕩頻率公式計算出總的頻率誤差，只需對其中的每項元素乘以一個比例因子即可。
頻率偏移和調諧范圍 頻率調諧范圍可通過改變調諧電壓獲得，從VTUNE（LOW）到VTUNE（HIGH），具有高、低頻率邊界（fHIGH和flow）和一個位于fHIGH和fLOW中點的“中心”頻率（fcenter）（圖5）。理想情況下，調諧范圍應安排在使fCENTER恰好位于期望頻率的位置（圖5a）。然而，元件誤差和設計對準誤差可能會使頻率調諧區間發生偏移。如果在最差情況下，系統提供的調諧電壓不足，不能獲得足夠的頻率調諧范圍，則期望的振蕩頻率就無法達到（圖5b）。顯然，仔細確定調諧范圍需求是很有必要的。這可能過以下方法實現，首先計算出所有誤差源所引起的頻率偏差，然后確定最差情況下的fLOWfOSC且fHIGH>fOSC（圖5c）。 設計驗證 線路板布局和元件選擇完成之后，還需要對設計進行驗證和測試。通常，必須檢查調諧范圍、啟動性能、相位噪聲等等性能是否符合設計要求。此外，測試必須基于一個統計有效的生產流程數量之上，以使確定調諧范圍和平均中心頻率，以及它們相對于預期振蕩頻率的相對位置。所有這些工作都是得到一個穩定的、可重復生產并具有預期性能的設計所必需的。Maxim公司已開發出新款VCO IC MAX2620，解決了VCO的設計難題，同時顯著縮短了實現免調節中頻VCO所必需的時間。 | |||||||||||||||||||||
