|
在前幾篇文章中，我們介紹了一些基本測試技術以及設計和測試運算放大器時會出現的誤差源。我們建議您在根據最后這篇文章介紹的測試電路知識及使用進行任何設想之前，先閱讀一下之前的幾篇文章。 本文我們將介紹使用推薦測試電路時所涉及的補償問題。如果測試電路中的環路不穩定，那它就沒有用。在測試過程中要一直監控被測試器件測試環路的輸出。如果環路發生振蕩，而您不知道，您可能會報告不好的結果。更糟糕的是，您可能很晚才發現，而此時糾正該問題已經更難了。 自測試補償 以最簡單的形式看，圖1中的自測試電路實際上是一款增益為 1201 的閉環系統。如果將 R1 減小至 5kW，閉環增益就是 301。因此，它具有固有的穩定性，即使采用未經補償、不具有單位增益穩定性的運算放大器也是如此。不過，當我們修改環路用于進行 IB測試時，該電路會變得不穩定。因此，在配置被測試器件進行 IB測試時應謹慎行事。您可通過在圖 1 中的電阻器 RF周圍添加一個補償電容器 (CCOMP) 來實現穩定性。 圖 1.自測試環路電路，用來測試被測試放大器隨頻率變化的增益。 使用大型電阻器測試 IB時，需要為每個 Ib 電阻器布置一個小電容器，以保持環路穩定(請參考之前的文章)。添加該電容器可降低電阻器噪聲，但要注意在測量之前要完全充電電容器。 雙放大器環路補償 有兩種方法可以補償雙放大器環路。圖2是第 1 類測試電路的拓撲，它被認為是一種保守的雙放大器環路補償方案。正確選擇 R1 和 CCOMP將補償環路。 圖 2.環路放大器的電容器 CCOMP可提供第 1 類補償。 圖 3是第 2 類測試電路拓撲。同樣，正確選擇 CCOMP將補償環路。 圖3.反饋電阻器 RF 的電容器 CCOMP 可提供第 2 類補償 有幾款運算放大器適合環路放大器，它們包括OPA445、OPA454、OPA551和 OPA627BP，但其它類似器件也沒問題。表1針對該目的使用的任何放大器列出了重要的特性參數： 表1.第 1 類及第 2 類補償所需的放大器特性。 被測試器件的開環增益除 VIO，可得到所有被測試器件 VIO的測量值，但這會為被測試器件的 VOUT精確度帶來 1:1 的影響。 如果失調電壓時間增益會導致環路放大器輸出進入電軌，您可能需要一款電源大于被測試器件電源的環路放大器。這種情況下可能需要對被測試器件的最終性能進行微調。例如，如果最初未微調的失調電壓是 20mV，那么環路放大器就需要能夠支持 20V 擺動。這種問題在測量 IB時也會出現。 指零放大器的輸入共模范圍是重要的考慮因素。將環路放大器的電源與共模范圍進行部分結合，必須有助于實現被測試器件的軌至軌輸出。您可以通過偏移被測試器件的電源來實現這一點。在環路放大器中獲得額外的共模范圍非常便捷。 一旦選擇環路放大器，您就需要獲取環路放大器和被測試器件的波特圖。圖 4 是OPA551和OPA227的波特圖。這些波特圖都是來自產品說明書的典型曲線。我們將OPA551作為環路放大器，將OPA227作為被測試器件，如圖4中的實例所示。 (a) (b) 圖4.(a)OPA551和 (b)OPA227的波特圖顯示了增益和相位與頻率的關系。 從圖4中的波特圖可以看到，OPA551的增益帶寬 (GBW) 是 3MHz，OPA227的增益帶寬是 8MHz。OPA551的 DC 增益大約為 125dB，OPA227的 DC 增益大約是 160dB。 第 1 類補償法 有了環路放大器和被測試放大器的波特圖，您可以繪制出代表測試環路的波特圖。可使用對數標尺方格紙手工繪制波特圖來確定補償電容器值，這種方法固然可靠，不過使用電子數據表會使該任務得到大幅簡化。一旦設定好了電子數據表，再為任何新部件確定補償值都會很輕松。 第 1 類補償需要用到幾個公式。被測試器件使用公式1： 在 Excel 表格中應為：=20*LOG10($C$7/(SQRT(1+($A10/$C$6)^2)))，其中 $C$7 = 產品說明書中的 DC Aol，$A10 是頻率，$C$6 為 3db 衰減頻率。 公式 1應該創建一個與被測試器件產品說明書中開環增益曲線匹配的曲線。您可通過調整 3dB 點來確定曲線，獲得正確的帶寬。 現在添加反饋曲線。這只是一條處于 60dB 位置的直線，也就是 1000 增益的反饋。如果您使用增益為 100 的測試環路，就應使用 40dB。公式 1 與 60dB 直線的交叉點是臨界交點頻率 fC。逼近率是每十倍頻程 20dB，而且添加的任何補償都必須保持這個逼近率。參考圖5查看詳細內容。在 Excel 表格中，只需在反饋欄中填入 60 或 40。 本實例中的臨界交點頻率大約是 8.6kHz。該頻率 f1應設定為 fC的四分之一，以獲得 2150Hz 的最佳環路響應。如果您將 R1選擇為 10kW，可使用公式2來計算 CCOMP： 補償環路放大器的公式為：公式3 在 Excel 表格中應為：= -20*LOG10(1/SQRT(1+($E$6/$A10)^2))，其中 $E$6 = 1/(2πR1CCOMP)，$A10 是頻率。 在雙放大器環路中，被測試器件的輸出可作為輸入連接至環路放大器。因此，這些運算放大器可進行級聯。增益是兩個放大器增益的乘積。以分貝為單位時，增益乘積就是求和。由于我們以分貝為單位，因此應將公式1和公式3相加得到兩個放大器的總和。 在Excel表格中應為：=B10+C10 圖5是 CCOMP取 2.2nF、7.7nF 和 22nF 這三個值時的頻率響應。我們選擇這些補償值可獲得欠阻尼、臨界阻尼和過阻尼測試環路的實例。即使環路放大器的截止頻率不斷增加，直到接近 fC為止，測試環路仍然很穩定。截止頻率也可降低，而且測試環路仍然很穩定。很大范圍的電容器值都會使環路穩定。但要有一個對趨穩時間的權衡。如果選擇的環路放大器截止頻率為 fC的四分之一，我們就可獲得最佳趨穩時間，該環路就為臨界阻尼。用TINA-TI SPICE仿真測試環路，可顯示 CCOMP的效果。 圖 5：第 1 類補償的波特圖顯示：控制環路在 fc=8.5kHz 時為臨界阻尼。 圖6中的電路可仿真第 1 類環路響應。 圖6.使用 TINA spice 仿真的電路可提供第 1 類補償。 我們分別針對 C1=2.2nF、7.7nF 和 22nF 運行了瞬態仿真。環路控制輸入從 0V 變成了 10V，就像測量運算放大器 Aol 時的情況一樣。圖7是所得的輸出波形。三種情況環路都很穩定，但小于 7.7nF 時有明顯的振鈴。因此，環路為欠阻尼。電容器值高于 7.7nF 時，環路為過阻尼狀態。電容器為 22nF 時，環路在 1.0ms 內還未趨穩。它最終還是會趨穩，但會消耗更多的測試時間。 圖7.第 1 類補償的TINA-TISPICE 仿真結果。 第2 類補償法 對于第 2 類補償，我們需要繪制出被測試器件和環路放大器的波特圖。公式4 至 5相同，但一個代表被測試器件，另一個代表環路放大器。 公式4用于被測試器件： 在 Excel 表格中應為：= 20*LOG10($C$7/(SQRT(1+($A10/$C$6)^2)))，其中 $C$7 是被測試器件的 DC 增益，$A10 是頻率，而 $C$6 則是被測試器件的 3dB 衰減頻率。 公式 5適用于補償環路放大器： 在 Excel 表格中應為：=20*LOG10($B$7/(SQRT(1+($A10/$B$6)^2)))，其中 $B$7 是環路放大器的 DC 增益，$A10 是頻率，而 $B$6 則是環路放大器的 3dB 衰減頻率。 接下來繪制這兩條增益曲線的總和圖。 最后，使用公式6繪制反饋網絡的曲線： 在 Excel 表格中，等式為：=20*LOG10($E$7/(SQRT(1+($A10/$E$6)^2)))，其中 $E$7 是增益，$A10 是頻率，而 $E$6 則是 1/(2pRFCCOMP)。 圖 8是所得到的曲線。 代表兩個放大器之和的曲線以每十倍頻程 20dB 的逼近率與反饋曲線相交，而且是穩定的。選擇合適的 CCOMP值，使反饋增益曲線下降并在 30dB 的位置穿過合并的放大器響應(這是兩個放大器之和)，這就是臨界頻率 fC。有寬泛的補償值都可使環路保持穩定。圖8不僅給出了 10pF 補償電容器的曲線，其在 f1處穿過合并曲線,而且還給出了 100pF 電容器的曲線，其在 f2處穿過合并曲線。同樣，我們還使用TINA-TISPICE 顯示三個補償電容器值的效果。 圖8.第 2 類補償波特圖顯示了不同電容器值的環路響應 圖 9是不同補償電容器對環路趨穩時間的影響。選擇用于提供 30dB 交點頻率的電容器，可獲得臨界阻尼響應。 圖9.第 2 類補償的 TINA Spice 仿真結果顯示：電容器可影響趨穩時間 現在我們可以比較兩類補償的環路響應。當是臨界阻尼時，第 2 類補償可使電路在大約 27μs 內趨穩。這就意味著它的趨穩時間是 17μs，因為圖9中環路控制在 10μs 時被改變。第 1 類補償直到大約 450μs 時才穩定。第 2 類補償趨穩時間要快 26 倍。即使第 2 類補償是欠阻尼和過阻尼狀態，趨穩速度也比使用第 1 類補償快。 最后，在使用大型電阻器測量輸入偏置電流時，大電阻與被測試器件輸入電容的相互作用，會導致足夠的相移使環路不穩定。輸入偏置電流的測試電路可顯示大型電阻器的電容器。正確值通常必須通過試驗確定。別忘了在測量之前必須完全充電電容器。在測試進行過程中使用示波器監控測試環路，可確保所有測量的準確性和可重復性。 用來選擇CCOMP的數學方法 您可計算理想的 CCOMP值，而不是使用波特圖或 SPICE 仿真。圖10是每種補償類型的電容器 CCOMP布置位置。 圖10.第 1 類補償在整個反饋環路上布置一個電容器。而第 2 類補償則只在放大器 2 上布置反饋電容器 有了 RF、RIN、RC和 BW1(見圖10)，我們可通過公式7計算第 1 類補償的 CCOMP。 有了 RF、RIN、BW1 和 BW2(見圖10)，我們可通過公式8計算第 2 類補償的 CCOMP。 如果仍然有振蕩，該怎么辦? 即便進行了適當補償，兩個放大器環路仍然可能會有振蕩，特別是在測試 IB時。這就是第 3 部分所介紹拓撲的實用性所在。這樣，在雙放大器環路出現問題時，您可使用自測試環路。而且，可使用兩種不同的方法測試，其可用來驗證測試功能。在不發生振蕩并有足夠趨穩時間的情況下，兩種環路應該得到相同的結果。盡管可能似乎有些多余，但仍然有必要再次提醒一下：在測試過程中必須一直使用示波器監控測試。 開發運算放大器測試方案時，電路板布局非常重要。在我們的一種最初探測解決方案中，有一條跡線從被測試器件的輸出引入到了被測試器件輸入引腳的底部。該寄生電容創建了一個正向反饋回路，導致環路發生了振蕩。圖11顯示了該布局錯誤。這個問題花了很長時間才找到。解決辦法是切斷電路板內層上這條松動的跡線，然后在圍繞該問題連接一根藍色跳線。因此，在審核印刷電路板 (PCB) 布局時，應多加小心，特別是在使用自動布線功能時。 圖 11.由于布局有問題，必須切斷跡線，添加一根跳線。 結論 對于測試各種 DC 運算放大器而言，這些測試方法和電路都非常有用。自測試與雙放大器環路相結合，可為解決煩人的振蕩問題帶來極大優勢。記住，趨穩時間非常重要，因為測試時間很寶貴。還得強調一下，在開發測試解決方案時要一直使用示波器。開發時，得將示波器連接在測試電路上，這樣可保無憂。 |
