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前言 目前，系統中的開關電源具有兩種不同的工作模式，當電源處于導通狀態的時候，可以用不同的模式來描述環繞在電源扼流圈中的電流[1]。本文以FLYBACK拓撲結構為例，按照其工 作原理，可能工作在兩種不同的模式，但這兩種模式具有相同的功率容量，則對應這兩種不同的導通模式，在直流和交流情況下會有非常大的差別，而且組成電源的 元器件會受不同程度的影響[2]。根據眾多實驗結果的分析，可以看出眾多的離線式電源系統，為了提高系統的可靠性，降低對元器件等級的要求，一般都工作在 非連續區域。 本文將首先介紹臨界模式控制原理，在分析兩種模式工作特點的基礎上，提出臨界模式控制的概念，并通過不同模式零、極點的分析，得出針對FLYBACK結構調整臨界模式的方案，提出整體電路系統設計，并給出模擬仿真結果。 臨界模式控制原理 圖1(a)和(b)示出幾個周期內轉換器線圈中流過電流的波形示意圖，從圖中可以看出，當處于導通狀態的時候，在電感中建立起來磁場，電流快速 上升；而當關斷后，電感磁場快速下降，根據洛侖茲定律，在電感中建立起反向電動勢，在這種情況下，電流為了保持其電流連續性，必須找到其相應通路，并且電 流開始減小，例如，在拓撲結構為FLYBACK的情況下，可以通過輸出網絡維持其電流，而在BUCK拓撲結構下，則通過續流二極管維持其電流[3]。 如果在電流下降的周期內，在電流減至零之前，電路再次導通的話，如圖1(a)所示，稱為“連續導通模式”（CCM）。而如果當關斷時期內，由于 線圈儲能比較有限，導致再次開通之前電流已經降為零，如圖1(b)所示，出現了一段“死區時間”，則對應的工作狀態稱為“非連續導通模式”（DCM）。死 區時間有長有短，而如果將電路設置成這樣的工作狀態，就是當在關斷期間，電流一降到零，系統立即開啟，則對應的死區時間為零，對應的這種工作狀態稱為“臨 界導通模式”。 圖1 開關過程電流示意圖 目前總共有三種方法使電路進入臨界狀態： ·確定出臨界狀態對應的電感值LC，但是當電感值LC確定后，在不同負載情況下，系統卻可能進入CCM模式，也可能進入DCM模式； 臨界模式控制器的設計 圖2所示FLYBACK拓撲結構的轉換器，通過對它的計算分析來進行進一步的解釋。 為了簡化分析，先進行如下假設[3]： 假設1：每周期內電感平均電壓降為0； 假設2：根據圖1(b)所示，當L=LC的時候，IL(平均)=1/2IP 假設3：電源功率具有100%的轉換效率，即Pin=Pout 采用上面假設1，可以確定出在CCM模式下的直流電壓轉換率，根據圖2(b)可以得到下列關系式：
根據圖1(b)可以看出，對應于臨界模式，意味著在導通狀態中，對線圈中存儲的能量會在下個周期開始的時候正好降為零，根據此判斷，可得[4]： 根據假設2，對上式積分可得：
以上確定了FLYBACK拓撲結構轉換器臨界模式對應的關鍵參數值，也可以確定出，在保證電源穩定和可靠的前提下，DCM模式和CCM模式對應的極點和零點也能夠確定出來。表1給出了不同操作模式下極點和零點的位置及對應的FLYBACK電壓增益。 控制器的SPICE模擬 圖3 對應圖2電路的模擬結果 本文中，所對應開關模型的網表如下所示： 表2
在進行AC模擬的時候，需要暫時反饋開路，將誤差放大器隔離開，通過補償網絡的調整，使要求得到滿足。最快的方法是如圖4中所示，由L2和C7 組成的LC網絡插入進電路中，達到隔離反饋的目的。電感元件能夠維持直流誤差的大小，從而使輸出維持在所需要的值上，同時將AC誤差隔離阻斷。電容元件能 夠產生一個AC信號，從而允許正常的AC掃描。在正常的交流掃描時，使L2=1kH，C7=1kF；而當進行瞬態分析的時候，則 L2=1nH，C7=1pF；以上這種辦法能夠保證自動直流占空比調整，保證當占空比改變的時候，能夠快速調整輸出參數，而不會對其它信號產生影響。 結論 按照前面的討論，如果將SMPS置于非連續模式，對于涉及補償網絡是相對容易的，而且將電路置于非連續模式能夠保證穩定和可靠的電路工作狀態。 那么如何保證電路在DCM狀態，而且與輸出無關呢？有兩種辦法：一是計算LP；二是通過頻率的不斷調整使電路維持在DCM狀態。按照上述方法設計的臨界狀 態控制器能夠保證電源電路當初級電路降為零的時候立刻開啟，在這種情況下，就不用考慮不同負載情況下的不同設計方法了，只需要保證所設計的控制器能一直控 制SMPS在DCM模式下工作即可，而且在很寬的負載范圍內都能夠穩定可靠工作。 另外在設計調整器的時候，還需要考慮特殊情況，例如空載。在這種情況下，按原先設定的控制方案，電路開關頻率將被調制的非常高，導致了不必要的 開關損耗以及電磁兼容等問題，而且電源在系統工作時，空載情況會非常多見，所以需要在電路設計中解決這一問題，在電路中加了頻率鉗制器，使頻率可調范圍的 上限在合理范圍內。 帶有臨界模式控制器功能的開關電源能夠實現400W的AC/DC適配器的調節。其中，漏電部分的控制通過R5和C5(見圖5)進行控制，同時還可以對上升電壓進行平滑作用，減小了輻射噪聲的產生，原來的電路設計中，總是用可控硅和齊納管來替代，它們對噪聲的控制是沒有作用的。 參考文獻： [1] R. D. MIDDLEBROOK and S. CUK, A general Unified Approach to
Modeling Switching Converter Power Stages , IEEE PESC, Vol.21, No.1,
18-34, 1976. Record, pp 18-34 Vol.35, No.8, 830-839, 2005. |
